JSK4260-050型電源板是晶辰公司生產的系列液晶彩電電源板之一，廣泛用于海爾TCL、創(chuàng)維等液晶彩電中，其型號命名含義如圖1所示。該型電源板實物如圖2、3所示，共有24V、16.5V、12V、5V四路電壓輸出，是海爾液晶彩電最常用的電源，適用機型有L40R1、LU42R1、L42R1A、LR42T1、LU40R1( AX68)、L52A18-AKD 、LU42K1、LU42W1、L40A11-AK、lU52W1、LU37T1、LU52T1、LD42W1、LU42T1、L37A8A-A1、LK42K1、L42A8A-A1、LU40K1、LK40K1等。

一、電路組成概述

JSK4260-050型電源板電路組成與JSK4228-050型板基本相同，主要由EMI輸入、副電源電路PFC功率因數補償電路、主電源電路、開/待控制電路、保護電路組成，其組成簡圖如圖4所示。

PFC控制芯片l6562d是意法半導體公司(ST)生產的電流模式PFC控制IC，具有以下特點:1.乘法器內置THD(總諧波失真)優(yōu)化電路，以減小過零點失真，降低THD值(這是L6561所不具備的);2.啟動電流低(典型值30pA以下)，可降低芯片功耗;3.內部參考電壓在259C時誤差率在1%以內;4.具有除能(Disable)功能，當誤差放大器輸人電壓低于0.2V時，系統(tǒng)將關閉，以降低損耗;5.精確可調的外部過電壓保護;6.內部啟動及零電流偵測(ZCD)功能;7.在電流檢測輸人端內置領先的數字RC濾波器，過零頻率附近的高頻區(qū)域仍然可以工作，因此降低了總的諧振失真度;8.800mA的圖騰級輸出，可用于直接驅動Power MOSFET管。
主開關電源芯片L6599D是ST公司開發(fā)的一款高性能固定脈寬電流模式控制器，具有兩級過流保護(OCP)，自鎖禁止輸入，輕負載突發(fā)模式操作，上電/斷電順序檢測及欠壓保護輸入等功能，工作頻率最高可達500kHz，具有管腳少，外圍電路設計簡便等優(yōu)點。

副開關電源芯片ICE3B0565是英飛凌公司生產的PWM控制芯/MOSFET大功率場效應管的復合電源芯片，內含振蕩器、取樣穩(wěn)壓、驅動級等控制電路和MOSFET開關管，如圖5所示，設有過流、過壓欠壓保護功能，具有性能穩(wěn)定，外圍設計簡潔等優(yōu)點。

二、單元電路分析
1.EMI(抗電磁干擾)輸入電路

開關電源的工作過程是先將工頻交流電整流為直流電，再通過振蕩電路變?yōu)楦哳l交流電，最后整流為直流電。在這個過程中，會產生很多的射頻干擾，干擾信號會經過供電線路輻射出去，嚴重時會影響到線路中其他電子設備的正常工作。為了達到電磁兼容性的相關指標，就需有效地抑制開關電源的干擾，因此在電源輸人電路中增加了EMI濾波電路，如圖6所示。

從結構上看，該電路實際是一個低通濾波器，LF1~LF3為共模扼流線圈，它是繞在同一磁環(huán)上的三組獨立的線圈，圈數相同，繞向相反，在磁環(huán)中產生的磁通相互抵消，磁芯不會飽和，主要抑制共模千擾，電感值越大對低頻干擾濾除效果越好(增加這樣的濾波電感能大幅提高消除共模干擾的能力)。CY3~CY6為共模電容，主要抑制差模干擾，即火線和零線分別與地之間的千擾，電容值越大對低頻干擾抑制效果越好。CX1、CX3為差模電容，主要抑制共模千擾，即抑制火線和零線之間的干擾，電容值越大對低頻干擾抑制效果越好。R2~R5對該電路中的電容起泄放作用，在關機后迅速泄放CX1、CX3中存儲的電荷，以防止其儲存的電荷損壞元件或對人體造成電擊傷害。

2.副開關電源電路

該電源板副開關電源電路如圖7所示，在冷地端輸出+5VSB電壓，在熱地端輸出約15V的vCC電壓。單芯片ICE3B0565( IC6 )的引腳功能與實測電壓見表1。

副并關電源不受開/關機控制，接通AC220V市電后，整流全橋BD1輸出的+300V直流電壓VDC，通過保險電阻FB2加至開關變壓器T2的初級④-⑤繞組上。IC6 的⑤腳得電后分兩路:一路加給內部MOS管漏極，此時MOS管源漏極間阻值接近無窮大 ，T2A初級繞組中無電流通過;另一路經過分壓電路后對IC6的①腳外接電容C36充電，當C36兩端電壓達到4.3V時，IC6內部的振蕩電路開始工作，輸出PWM驅動信號加到MOS管柵極，此時MOS管工作在開關狀態(tài)，其導通時間受內部脈寬調整電路控制。這時T2A初級繞組中有交流電流流過，則次級繞組中產生感應電壓，T2A的②腳輸出電壓經D16、C22整流濾波后，給IC6的⑦腳提供14V供電，此時軟啟動電路停工作，IC6轉為正常工作模式。
穩(wěn)壓過程:當+5V輸出電壓升高時，經過RS41、RS42分壓得到的電壓也會升高，ICS2導通變深，光耦IC5的③、④腳間的等效電阻阻值變小，IC6的②腳電壓下降，內部脈寬控制電路輸出的PWM變窄，使輸出電壓下降，反之其過程則相反。
保護電路:在IC6內部，其③腳路直接接MOS管源極，另一 路接過流保護電路。當MOS管輸出電流過大時，R65和R78兩端壓降升高，當該電壓高于0.7V時，內部過流保護電路動作，IC6停止工作。
3.功率因數校正電路(PFC)

家用電器多為感性負載，由于感性負載的電流滯后于所加電壓，即電壓和電流的相位不同，如圖8所示，這就使得供電線路效率低下。為了提高供電線路的效率，要求在感性用電器上并聯(lián)一只電容，用以調整用電器上的電壓、電流相位特性，即利用電容上電流超前電壓的特性來進行補償，使總特性接近于阻性，從而提高供電效率，這種方法叫做功率因數校正(PFC)。

PFC分無源和有源兩種類型，比較常用的是有源PFC (液晶彩電電源板多采用此類型)。有源PFC電路可等效為一個DC-DC轉換器，將該轉換器放在開關電源的整流輸出電路和濾波電容之間，它的工作原理和我們常見的開關電源類似。有源PFC變換器絕大部分采用升壓式，其目的是在輸出功率一定時有較小的輸出電流，從而減小輸出電容的容量和體積，同時也可減小升壓電感元件的繞組線徑。有源PFC轉換之后輸出的電壓約為380V~400V。

本電源PFC電路如圖9所示，其核心元件IC1(L6562D )的引腳功能與實測電壓見表2。

IC1的⑧腳的15V供電來自副電源，由開/待機控制電路中的Q5進行控制。IC1的⑦腳輸出PFC校正信號，由Q6進行放大并送到Q1的柵極，驅動Q1工.作在開關狀態(tài)。當Q1導通時，L1A將300V電能轉換為磁能進行存儲，此時電壓的極性為左正右負，IC1的⑤腳通過L1B檢測L1A的磁能存儲狀態(tài)。同時， 300V電壓經D8和TH1對負載供電，并對C6進行充電。當C6兩端電壓達到300V，且Q1截止時，L1A中存儲的磁能以電能形式開始釋放，此時的極性為左負右正，正極通過D9對負載進行供電并對C6充電。穩(wěn)定時，C6兩端的電壓約為上述兩者之和(B+PFC)，即約等于400V，這時D8反向截止。當IC1的⑤腳檢測到磁場消失后，IC1進人下一個工作周期。

穩(wěn)壓過程:當PFC輸出電壓升高時，通過R17~R19與R26分壓得到的電壓也會升高，此電壓送到IC1的①腳，在IC1內部進行比較，IC1的⑦腳輸出的PWM信號占空比變窄，即Q1導通時間變短，L1A儲能下降，最后使輸出電壓降低。PFC輸出電壓降低時的控制過程與上述相反。

保護電路:當交流供電電壓高于或者低于該電源板的設定閾值時，其電壓通過R71、D21、R73、D22、R22、R23反饋給IC1的③腳，此時IC1停止工作。當Q1源漏極電流增加時，R42兩端產生的壓降也會隨著升高，此電壓反饋到IC1的④腳，當超過設定值時，IC1停止工作。

4.主開關電源電路
(1)LLC諧振轉換器工作原理
隨著開關電源的發(fā)展，軟開關技術得到了廣泛的發(fā)展和應用，已推出了不少高效率的電路，尤其是諧振型的軟開關電源和PWM型的軟開關電源。近幾年來，隨著半導體器件制造技術的發(fā)展，開關管的導通電阻、寄生電容和反向恢復時間越來越小，這為諧振變換器的發(fā)展提供了又一次機遇。

對于諧振變換器來說，如果設計得當，能實現(xiàn)軟開關變換，從而使得開關電源具有較高的效率。LLC諧振變換器實際上來源于不對稱半橋電路，后者用調寬型(PWM)控制，而LLC諧振是調頻型(PFM)LLC諧振電路簡圖如圖10所示，工作波形圖如圖11所示。

電路中有兩只功率MOS管(S1和S2)，其工作的占空比均為0.5。諧振電容為Cs。Tr為匝數相等的中心抽頭變壓器，其漏感為Ls，激磁電感為Lm(Lm在某個時間段也是一個諧振電感)。從圖11中不難看出，在LIC諧振變換器中，諧振元件主要由諧振電容Cs、電感Ls和激磁電感Lm組成，LLC變換器的穩(wěn)態(tài)工作原理如下:
當t=t1時，S2關斷，諧振電流給S1的寄生電容放電，一直到S1上的電壓為零，然后S1的體內二極管導通。此階段D1導通，Lm上的電壓被輸出電壓鉗位，因此只有Ls和Cs參與諧振。
當t=t2時，S1在零電壓的條件下導通，變壓器原邊承受正向電壓; D1繼續(xù)導通，S2及D2截止。此時Cs和Ls參與諧振，而Lm不參與諧振。
當t=t3時，S1仍然導通，而D1與D2處于關斷狀態(tài)，Tr副邊與電路脫開，此時Lm，Is和Cs一起參與諧振。由于實際電路中Lm>>Ls，因此在這個階段中，可以認為激磁電流和諧振電流都保持不變。
當t=t4時，S1關斷，諧振電流給S2的寄生電容放電，一直到S2上的電壓為零，然后S2的體內二極管導通。此階段D2導通，Lm上的電壓被輸出電壓鉗位，因此只有Ls和Cs參與諧振。
當t=t5時，S2在零電壓的條件下導通，Tr原邊承受反向電壓;D2繼續(xù)導通，而S1和D1截止。此時僅Cs和Is參與諧振，Lm上的電壓被輸出電壓鉗位，而不參與諧振。
當t=t6時，S2仍然導通，而D1和D2處于關斷狀態(tài)，Tr副邊與電路脫開，此時Lm、Ls和Cs一起參與諧振。實際電路中Im>>Ls，因此，在這個階段可以認為激磁電流和諧振電流都保持不變。
(2)主開關電源電路分析
該電源板主開關電源電路主芯片L6599D(IC2)的引腳功能與實測電壓見表3所示。
1)啟動控制

IC2的供電電路如圖12所示，T2B繞組的感應電壓經D10整流，Q5、Z3穩(wěn)壓后輸出Vcc2(14V左右)，供給PFC芯片，并通過Q9、Z4穩(wěn)壓后輸出Vcc3 (12V左右)供給L6599D 12腳。過流過壓、ON/OFF信號通過光耦IC4.控制Q5的導通狀態(tài)，進而控制PFC、LLC電路是否工作，以實現(xiàn)過壓、過流保護與開/關機功能。
當IC2的12腳加上電壓后，通過IC的內部電路給①腳(CSS)外接電容C27充電，如圖13所示。此時C26可視為短路，R57與R61并聯(lián)(阻值較小)， L6599D的振蕩頻率升高，電源功率下降。當C27充滿電時，C27可視為開路，振蕩頻率由R57決定，振蕩頻率降低，電源輸出正常，由此實現(xiàn)變頻軟啟動功能。

同時，VDC1電壓經電阻R7~R9及R45分壓后加到IC2的⑦腳。R45上并聯(lián)的電容C17用來旁路噪聲千擾。當⑦腳(Line)電壓低于1.25V 時，關閉IC;當高于1.25V但低于6V時，IC正常工作，通過對VDC的電壓檢測，實現(xiàn)欠壓保護功能。
IC完成軟啟動后，內部振蕩器開始振蕩，從15腳(HVG)與11腳(LVG)輸出占空比接近50%的脈沖，驅動MOS管正常工作。
2)穩(wěn)壓控制
次級電壓通過取樣電阻加在光耦(IC3)內發(fā)光管上，并與TL431 (ICS1) 的基準電壓進行比較，ICS1的穩(wěn)壓值由上偏電阻RS25//RS30和下偏電阻RS26 、RS27決定，見圖13所示。
當負載由滿載轉向空載時，輸出電壓上升，ICS1的R極的電壓將上升，而R極的電壓被ICS1內部電路穩(wěn)定在2.5V， 這將引起ICS1的AK極間流過的電流增大，光耦IC3內發(fā)光二極管中通過的電流增大，IC3的③、④腳內光敏三極管上流過的電流也增大。IC3內的光敏三極管相當于一個可變電阻，與R58、R59串聯(lián)起來接到IC2的④腳( RFMIN)，此時IC3內光敏三極管的電阻變小，IC振蕩頻率升高，則輸出電壓下降。反之，當負載由空載轉向滿載時，輸出電壓降低，其穩(wěn)壓過程與上述相反。
3)L6599D的sCP(過流)保護控制
當T1次級短路時，輸出電壓會降低，這一電壓變化會通過光耦IC3反饋到L6599D的④腳(RFMIN)，引起L6599D振蕩頻率降低，由于此時IC3內光敏三極管等效于開路，振蕩頻率大大偏離LLC諧振電路的諧振點，C8上的振蕩電壓急劇增大，通過C19、R46、，D12、D13全波整流輸人到⑥腳( ISEN)，當⑥腳電壓高于0.8V時，L6599D的②腳開始對C28充電(隨后C28對R54放電)，同時IC內部電路對①腳外接軟啟動電容放電，導致工作頻率上升(功率下降)，②腳反饋電壓快速上升到3.5V，內部電路在關閉對電容充電的同時，芯片也停止振蕩。延遲保護時間由②腳外接電阻R54和外接電容C28決定。
當C28通過R54放電到C28兩端電壓降為0.3V 時，L6599D重新啟動。由于IC2的②腳電壓在3.5V和0.3V間不斷變化，IC在保護與正常工作狀態(tài)間跳動，輸出電壓也會波動，即工作在間歇保護模式下(只有在次級OCP一直沒有啟動的情況下，才會出現(xiàn)這樣的情況)，L6599D的sCP過流保護是不鎖定的，只要其②腳電壓降到0.3V時又會重新工作。
5.次級OCP(過流)與OVP(過壓)保護
次級OCP(過流)與OVP(過壓)保護電路如圖14所示，低功率低電壓雙比較器LM393 (ICS3)為OCP保護電路控制芯片;QS2、QS3組成自鎖電路。

在主電源次級輸出電路中，電阻RS19、RS20分別將+12V、+24V的輸出電流轉化為電壓信號，即C1、B1信號，分別送往ICS3的⑥腳和②腳。當+12V或+24V電壓輸出過流時，則C1 B1電壓大幅下降，ICS3的輸出端輸出高電平，二極管DS13或DS9導通，QS2、QS3飽和導通，將光耦IC4內部發(fā)光二極管的供電大幅拉低，發(fā)光二極管截止，則IC4的③、④腳內的光敏三極管也截止，其c、e 極間電阻為無窮大，Q5因無基極偏壓而截止，L6562D與L6599D均失電停止工作，以達到過流自鎖保護的目的。
值得一提的是，由于L6599D也具有過流(SCP)保護功能，故要求次級OCP電路具有延時保護特點，以避免出現(xiàn)控制沖突，具體過程如下:當運放ICS3檢測到過流時，其輸出端輸出的高電平對CS36充電，同時通過RS16 和RS17分壓后給CS34充電。由于L6599D靠前次檢測到過流時，IC2的②腳設定的延時時間很短，這時電容CS36、CS34兩端的電壓很低，QS3不能導通，次級OCP保護電路不啟動。當L6599D的②腳電壓通過R54放電從3.5V降到0.3V時，L6599D重新工作，過流檢測電路再次對CS36、CS34充電，此時CS34兩端的電壓已能使QS3導通，QS2也隨之導通，即次級OCP電路起控。
在檢修中，有時會看到輸出電壓剛出現(xiàn)就消失，這是因i，為次級的oCP電路要在L6599D的sCP電路第二次動作后才實現(xiàn)保護，所以次級的oCP電路在保護時間上要滯后于L6599D的SCP電路，大概相差40ms左右，具體時間由其外接的延時電阻電容決定。
在次級OVP(過壓)保護電路中，三只穩(wěn)壓二極管ZS2~ZS4分別監(jiān)測24V、16.5V和12V電壓的高低，當其中任意一路輸出電壓過高時，相應的穩(wěn)壓二極管便會反向擊穿，QS2、QS3飽和導通，保護電路動作并自鎖。